电磁波检测仪的几项指标
负载电流对此没有影响，R1上的电流和功耗仅与电源电压有关。因为负载电流与电压基准的电流之和为固定值：
以560kW为例，分利用。6kV电机电流仅60A 左右电磁波检测仪，而1700VIGBT电流已达2400A 3300V器件电流达1600A 有大器件不能用，偏要用大量小器件串联电磁波检测仪的热流密度，极不合理。即使电机功率达2000kW电流也只有140A 左右，仍很小。
器件电压与变频器电压间的关系列于表3国外的中压变频器有多个电压等级：1?1kV2?3kV3kV4?2kV6kV主要由电力电子器件的电压等级所确定。
表3不串联情况下器件电压与变频器电压间的关系器件电压/V1700330045006000
变频器电压/kV1.12.334.2
使用较高电压或较多单元串联所花的代价大于用较低电压，输出同样功率的变频器。较少数量而电流较大单元的代价，也就是说在器件电流允许条件下应尽可能选用低的电压等级。
P2口输出数码管的位控信号。用P1三个I/O管脚连接ADC转换器的接口电磁波检测仪，整体设计思路：硬件采用单片机的P0输出数码管的7段码。通过查询定时器T0中断标志是否有效来启动ADC转换器的工作，并读取ADC转换器的转换结果。然后，根据ADC转换器的参考电压将ADC转换器的转换结果计算为对应的电压值，并在数码管上显示出来。
设计单片机硬件电路原理图2选择单片机型号和所需外围器件型号。
外围电路器件包括数码管驱动、AD转换器TLC549基准电压TL431等。采用MCS51系列单片机At89S51作为主控制器。
电路中PNPebc区分别采用P+N-wellP-sub集电极接地。Q2和Q1发射极面积比为81流过Q1和Q2电流相等，为了与CMOS标准工艺兼容。这样△VBE等于VTln8流过电阻R1电流与热力学温度成正比。三路镜像电流源使得流过P2P3P4电流相等(I1=I2=I3
可以调节输出电压VREF大小。电源电压变化时电磁波检测仪，通过调节R4值。P2P3P4漏源电压值保持不变，与电源电压无关，其栅极电压由运放调节。为了降低电路的复杂度，应用电流反馈原理，运放采用简单的一阶运放，由于VDD变化多于GND变化，故运放的输入采用NMOS差分对结构。因为整个电路在低压下工作，故整个电路设计的重点是要保证低压下运放的正常工作。
即零点和正常工作点。当基准源工作在零点时电磁波测试仪技术主要特点，由于带隙基准源存在两个电路平衡点。节点12电压等于零，基准源没有电流产生。固需要设计一个启动电路，避免基准源工作在平衡零点。本设计的启动电路由N5N6和P7构成。当电路工作在零点时电磁波检测仪，N6管导通，迅速提高节点12电压，产生基准电流，节点1电压通过P7和N5组成的反相器，使N6管完全截止，节点12电压回落在稳定的工作点上，基准源开始正常工作。
P2P3P4管的尺寸较大，电路的器件参数如表1所示。为了降低电路中的1f噪声。电流镜的负载管P5P6和差分对管N1N2宽长比较大，以抑制电路的热噪声。由于电路中的电阻值较大，故在工艺中用阱电阻实现。电容C0有助于电路的稳定，同时还可以减小于运放的宽度，有助于降低噪声的影响。
提供了选择串联型和并联型电压基准时需要考虑的几项指标。本文介绍了不同类型电压基准芯片的选择。
串联型电压基准
但其输出电流较低、具有非常高的精度。串联型电压基准从结构上看与负载串联(图1可以当作一个位于VIN和VOUT端之间的压控电阻。通过调整其内部电阻电磁波检测仪，串联型电压基准具有三个端子：VINVOUT和GND类似于线性稳压器。使VIN值与内部电阻的压降之差(等于VOUT端的基准电压)保持稳定。因为电流是产生压降所必需的因此器件需汲取少量的静态电流以确保空载时的稳压。串联型电压基准具有以下特点：
必须计算外部电阻值。该数值(R1需要保证由电压基准和负载电流产生的压降等于电源电压与基准电压的差值。采用最低输入电源电压和最大负载电流计算R1以确保电路能在最坏情况下正常工作电磁波检测仪。下列等式用于计算R1数值和功耗电磁波检测仪改善运行情况，并联型电压基准的设计稍微有些难度。以及并联型电压基准的功耗(图3
R1=VMIN-VREF/IMO+ILMA X。 | 
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